基于ADS的混频器设计

混频器是射频微波电路系统中不可或缺的部件。 无论是微波通信、 雷达、 遥控、 遥感，还是侦察与电子对抗，以及许多微波测量系统，都必须把微波信号用混频器降到中低频来进行处理。 因为集成式混频器体积小，设计技术成熟，性能稳定可靠，而且结构灵活多样， 可以适合各种特殊应用，所以集成电路混频器是当前混频器市场中的主流。

1 混频器技术基础

1.1 基本工作原理

1.1.1 前言

混频器作为一种三端口非线性器件（两个输入端和一个输出端），它可以将两个不同频率的输入信号变为一系列的输出频谱，其输出频率分别为两个输入频率的和频、差频及其谐波。 其中，两个输入端分别称为射频端(RF)和本振端(LO), 而输出端称为中频端(IF)。
通常，混频器通过在时变电路中采用非线性元件来完成频率转换，一般分成两种：无源混频器和有源混频器。 无源混频器包括二极管混频器、 无源场效应晶体管混频器等，它具有很好的线性度，并且可以工作在很高的频率范围内。 但它一个明显的缺点是没有转换增益；有源混频器具有转换增益，可以减小来自中频的噪声影响。

1.1.2 混频器的基本原理

混频器通过两个信号（也包括它们的谐波）相乘进行频率变换，如下式所示：
$$\left(A\cos {\omega }_{1}t\right)\left(B\cos {\omega }_{2}t\right)=\frac{AB}{2}\left[\cos \left({\omega }_1-{\omega }_2\right)t+\cos \left({\omega }_1+{\omega }_2\right)t\right]$$
如果输入的两个信号A、 B频率分别为${\omega }_1$、 ${\omega }_2$ 则输出的混频信号的频率为${\omega }_1$-${\omega }_2$ （下变频）或${\omega }_1$+ ${\omega }_2$ (上变频），从而实现了变频功能。
在接收路径上的下变频器有两个区分得很清楚的输入端口，称为RF端口和LO端口。 RF端口接收将要进行变频的信号，LO
端口接收由本地振荡器产生的周期性波形（通常是方波） 信号，(F端口则是变频之后的中频信号输出端口。

1.2 混频器的性能参数

1.2.1 噪声系数和等效噪声温度比

噪声系数定义为：
$$F=\frac{P_{\mathrm{no}}}{P_{\mathrm{ns}}}$$
式中$P_{\mathrm{no}}$表示当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T= 290K 时， 系统传输到输出端的总噪声资用功率；
$P_{\mathrm{ns}}$表示仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。
根据混频器具体用途的不同， 噪声系数可以分为两种。
1)单边带噪声系数
在混频器输出端的中频噪声功率主要包括3部分。
①信号频率f.端口的信源热噪声是$k{T}_0\Delta f$， 它经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。这部分输出噪声功率为：
$$\frac{k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}$$
式中${\alpha }_m$——混频器变频损耗；
$\Delta f$——中频放大器频带宽度；
$T_0$——环境温度， $T_0$ = 293K。
②镜像频率$f_i$处的热噪声与本振$f_p$混频后落在中频频率上， 由于热噪声是均匀频谱， 因此这部分噪声功率也是$\frac{k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}$。
③混频器内部损耗电阻热噪声及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带相位噪声都将变换成输出噪声， 这部分噪声可用$P_{\mathrm{nd}}$表示。
这3部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率为：
$$P_{\mathrm{no}}=\frac{k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}+\frac{k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}+P_{\mathrm{nd}}$$
把 $P_{\mathrm{no}}$等效为混频器输出电阻在温度为$T_i$时产生的热噪声功率， 即$P_{\mathrm{no}}=\frac{k{T}_m\Delta f}{{\alpha }_m}$,$T_m$称为混频器等效噪声温度。$k{T}_m\Delta f$和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比， 即：
$$t_m=\frac{P_{\mathrm{no}}}{k{T}_0\Delta f}=\frac{T_m}{T_0}$$
可得混频器单边带工作时的噪声系数为：
$$F_{\mathrm{SSB}}=\frac{P_{\mathrm{no}}}{P_{\mathrm{ns}}}=\frac{k{T}_m\Delta f}{P_{\mathrm{ns}}}$$
在混频器技术手册中常用$F_{\mathrm{SSB}}$表示单边带噪声系数，其中SSB是Single-Side Band的缩写。凡是信号边带热噪声（随信号一起进入混频器）传到输出端的噪声功率，它等于$\frac{k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}$。因此可得单边带噪声系数为：
$$F_{\mathrm{SSB}}=\frac{k{T}_m\Delta f}{\frac{k{T}_0\Delta f}{L_m}}={\alpha }_m{t}_m$$
2)双边带噪声系数
在遥感探测、 射电天文等领域， 接收信号是均匀谱辐射信号， 存在两个边带， 在这种应用时的噪声系数称为双边带噪声系数。
此时， 上下两个边带都有噪声输入， 因此$P_{\mathrm{ns}}=\frac{k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}$。按定义可写出双边带噪声系数为：
$$F_{\mathrm{DSB}}=\frac{P_{\mathrm{no}}}{\frac{2k{T}_0\Delta f}{{\alpha }_m}}=\frac{1}{2}{\alpha }_m{t}_m$$
式中 DSB Double Side Band的缩写。
将式上式于单边带噪声洗漱公式相比较可知， 由于镜像噪声的影响， 混频器单边带噪声系数 比双边带噪声系数大一倍， 即高出 3dB 。
为了减小镜像噪声， 有些混频器带有镜频回收滤波器或镜像抑制滤波器。 因此在使用混频器时应注意以下几个方面。
► 给出的噪声系数是单边带噪声还是双边带噪声，在不做特别说明时，往往是指单边带噪声系数。
► 镜频回收或镜频抑制混频器不宜用千双边带信号接收， 否则，将增大 3dB 噪声。
► 测量混频器噪声系数时，通常采用宽频带热噪声源，此时测得的噪声系数是双边带噪声系数。
在混频器技术指标中常给出整机噪声系数， 这是指包括中频放大器噪声在内的总噪声系数。 由于各类用户的中频放大器噪声系数并不相同， 因此通常还注明该指标是在中频放大器噪声系数多大时所测得的。
混频器和中频放大器的总噪声系数为：
$$F_0={\alpha }_m\left(t_m+F_{\mathrm{if}}-1\right)$$
式中$F_{\mathrm{if}}$——中频放大器噪声系数；
${\alpha }_m$——混频器变频损耗；
$t_m$——混频器等效噪声温度比。
$t_m$主要由混频器性能决定， 也和电路端接负载有关。 tm的范围大约是：厘米波段，$t_m=1.1\sim 1.2$；毫米波段，$t_m=1.2\sim 1.5$。
在厘米波段， 由千$t_m\approx 1$, 所以可粗估整机噪声为：$F_0={\alpha }_m{F}_{\mathrm{if}}$

1.2.2 变频损耗

混频器的变频损耗定义是： 混频器输入端的射频信号功率与输出端中频功率之比， 以dB 为单位时， 表示式为：
$${\alpha }_m\left(\mathrm{dB}\right)=10\lg \frac{\mathrm{微波输入信号功率}}{\mathrm{中频输入信号功率}}={\alpha }_{\beta }\left(\mathrm{dB}\right)+{\alpha }_{\mathrm{r}}\left(\mathrm{dB}\right)+{\alpha }_{\mathrm{g}}\left(\mathrm{dB}\right)$$
混频器的变频损耗由3部分组成， 包括电路失配损耗${\alpha }_{\beta }$、 混频二极管芯的结损耗${\alpha }_r$,和 非线性电导净变频损耗${\alpha }_g$。
1)失配损耗
失配损耗${\alpha }_{\beta }$取决于混频器射频输入和中频输出两个端口的匹配程度。 如果射频输入端口的电压驻波比为$\rho$, 中频输出端口的电压驻波比为${\rho }_i$, 则电路失配损耗为：
$${\alpha }_{\rho }\left(\mathrm{dB}\right)=10\lg \frac{{\left({\rho }_s+1\right)}^2}{4{\rho }_s}+10\lg \frac{{\left({\rho }_i+1\right)}^2}{4{\rho }_i}$$
混频器射频输入口驻波比${\rho }_s$一般为 2 以下。${\alpha }_{\beta }$ 的典型值为$0.5\sim 1\mathrm{dB}$。
2)混频二极管的管芯结损耗
管芯的结损耗主要由电阻$R_s$和电容$C_j$引起， 如下图所示。

在混频过程中， 只有加在非线性结电阻$R_i$上的 信号功率才参与频率变换，而凡和$C_j$对$R_i$的分压和旁路作用将使信号功率被消耗一部分。结损耗可表示为：
$${\alpha }_r\left(\mathrm{dB}\right)=10\lg \left(1+\frac{R_s}{R_i}+{\omega }_s^2{C}_j^2{R}_s{R}_i\right)\left(\mathrm{dB}\right)$$
混频器工作时，$C_j$和$R_i$值都随本振激励功率pl’大小而变化。$P_p$很小时，$R_i$很大，$C_j$的分流损耗大；随着$P_p$加强，$R_i$减小，$C_j$的分流减小，但$R_s$的分压损耗要增加。因此，将存在一个最佳激励功率。当调整本振功率，使$R_j=\frac{1}{{\omega }_s{C}_j}$时，可以获得最低结损耗，即
$${\alpha }_{\min }\left(\mathrm{dB}\right)=10\lg \left(1+2{\omega }_s{C}_j{R}_s\right)\left(\mathrm{dB}\right)$$
可以看出，管芯结损耗随工作频率的增加而增加，也随$R_i$和$C_j$的增加而增加。影响二极管损耗的另一个参数是截止频率$f_c$’即：
$$f_c=\frac{1}{2\pi R_s{C}_j}$$
通常，混频管的截止频率$f_c$要足够高，希望达到$f_c$= (10 ~ 20)$f_s$。如果 f, = 20$f_s$时，将有${\alpha }_{rmin}$=0. 4dB。
根据实际经验，硅混频二极管的结损耗最低点相应的本振功率为1~ 2mW, 珅化稼混频二极管最小结损耗相应的本振功率为3 ~ 5mW。
3)混频器的非线性电导净变频损耗
净变频损耗${\alpha }_g$取决于非线性器件中各谐波能量的分配关系，严格的计算要用计算机按多频多端口网络进行数值分析。但从宏观来看，净变频损耗将受混频二极管非线性特性、混频管电路对各谐波端接情况，以及本振功率强度等影响。当混频管参数及电路结构固定时， 净变频损耗将随本振功率增加而降低，如下图。本振功率过大时，由于混频管电流 散弹噪声加大 ， 从而引起混频管噪声系数变坏。对于一般的肖特基势垒二极管，正向电流为1~ 3mA时，噪声性能较好，变频损耗也不大。

1.2.3 动态范围

动态范围是混频器正常工作时的射频输入功率范围。
(1)动态范围的下限通常指信号与噪声电平相比拟时的功率。可用下式表示为：
$$P_{\min }=Mk{T}_n\left({\alpha }_m{F}_{\mathrm{if}}\right)\Delta f_{\mathrm{if}}$$
其中${\alpha }_m$——混频器变频损耗；
$F_{\mathrm{if}}$——中频放大器噪声系数；
$\Delta f_{\mathrm{if}}$——中放带宽；
$M$——信号识别系数。
例如，混频器${\alpha }_m=6\mathrm{dB}$，中频放大器噪声系数$F_{\mathrm{if}}$=1dB, 中频带宽$\Delta f_{\mathrm{if}}$=5MHz，要求信号功率比热噪声电平高10倍，即M= 10, 此时混频器动态范围下限为：
$$P_{\min }=10\times 1.38\times 10^{-23}\times 300\times \left(4\times 1.258\right)\times \left(5\times {10}^6\right)=1.03\times 10^{-12}W\approx -90\left(\mathrm{dBm}\right)$$
在不同应用环境中，动态范围的下限是不一样的。例如，在辐射计中由于采用了空间干涉调制技术，能接收远低千热噪声电平的弱信号。雷达脉冲信号则要高于热噪声约8dB, 而调频系统中接收信号载噪比为8~12dB。数字微波通信信号取决千要求的误码率，一般情况下比特信噪比也要在10-15dB。
(2) 动态范围的上限受输出中频功率饱和所限。通常是指1dB压缩点的射频输入信号功率$P_{\max }$， 也有的产品给出的是1dB压缩点输出中频功率。两者的差值是变频损耗。本振功率增加时，1dB压缩点值也随之增加。平衡混频器由两支混频管组成，原则上1dB压缩点功率比单管混频器时大 3dB。对于同样结构的混频器，1dB压缩点取决于本振功率大小和二极管特性。一般平衡混频器动态范围的上限为2 ~10dBm。

1.2.4 双频三阶交调与线性度

如果有两个频率相近的射频信号${\omega }_{s1}$，${\omega }_{s2}$和本振${\omega }_{\mathrm{p}}$一起输入混频器，这时将有很多组合谐波频率。其中，${\omega }_{\mathrm{p}}\pm \left(n{\omega }_{s1}\pm m{\omega }_{s2}\right)$称双频交调分量。定义$m+n=k$为交调失真的阶数，例如，k=2（当m=1，n=1）是二阶交调，二阶交调产物有：${\omega }_{m1}={\omega }_{\mathrm{p}}\pm \left({\omega }_{s1}\pm {\omega }_{s2}\right)$。
当k=2+1=3时，是三阶交调，其中有两项，${\omega }_{m3}={\omega }_{\mathrm{p}}-\left(2{\omega }_{s1}-{\omega }_{s2}\right)$和${\omega }_{m3}={\omega }_{\mathrm{p}}-\left(-{\omega }_{s1}+2{\omega }_{s2}\right)$。
三阶交调分量出现在输出中频附近的地方。当${\omega }_{s1}$，${\omega }_{s2}$相距很近时，${\omega }_{m3}$将落入中频放大器的工作额带内，造成很大干扰。这种情况在射频多路通信系统中是一个严重问题，如果各话路副载波之间有交叉调制，将造成串话和干扰。上述频谱关系如下图所示。图中的$\Delta {\omega }_{\mathrm{if}}$是中频带宽。

1. 混频器三阶交调系数
   三阶交调系数M的定义为：
   $$M_i(dB)=l0lg(\frac{三阶交调分量功率}{有用信号功率})=10lg\frac{P_{{\omega }_{m3}}}{P_{\mathrm{if}}}$$
   其值为负分贝数，单位常用dBc, 其物理含义是三阶交调功率比有用中频信号功率小的分贝数。三阶交调功率$P_{{\omega }_{m3}}$随输入微波信号功率尺的变化斜率较大，而中频功率$P_{\mathrm{if}}$随$P_{\mathrm{s}}$的变化呈正比关系，基本规律是$P_{\mathrm{s}}$，每减小1dB, $M_i$就改善2dB, 如下图所示。
   
   2)三阶交调截止点
   $M_i$值与射频输入信号强度有关，是个不固定的值。所以，有时采用三阶交调截止点$M_s$对应的输入功率凡作为衡量交调特性的指标。
   三阶交调截止点$M_s$是$P_{\mathrm{if}}$直线和$P_{{\omega }_{m1}}$直线段延长的交点，此值和输入信号强度无关。 1dB压缩点$P_{1dB}$和三阶交调截止值$P_{\mathrm{M}}$都常作为混频器线性度的标志参数。通常三阶交调截止值比1dB压缩点值高10~15dB, 射频低频端约高出15dB, 高频段约高10dB。
   在混频器应用中，只要知道了三阶交调截止值，就能计算出任何输入电平时的三阶交调系数。由于三阶交调截止值处$M_s$为0dB, 输入信号每减弱1dB,$M_s$就改善2dB。例如，信号功率比$P_{\mathrm{M}}$小15dB 时，$M_s$将为-30dBc。
   三阶交调特性及饱和点，都和使用时的本振功率及偏压有关。混频管加正偏压时，动态范围上限下降，三阶交调特性变坏，但可节省本振功率或改善变频损耗；加负偏压时，上述情况刚好相反。另外，混频管反向饱和电流越小，接触电位越大时，要求的本振功率大，此 时!dB压缩点提高，三阶交调特性也较好。

1.2.5 工作频率

混频器是多频率器件，除了应指明信号工作频带以外，还应该注明本振频率可用范围及中频频率。分支电桥式的集成混频器工作频带主要受电桥频带限制，相对频带为10%~ 30%, 加补偿措施的平衡电桥混频器可做到相对频带为30%~ 40%。双平衡混频器是宽频 带型，工作频带可达多个倍频程。

1.2.6 隔离度

混濒器隔离度是指各频率端口之间的隔离度，该指标包括3项，信号与本振之间的隔离度、信号与中频之间的隔离度、本振与中频之间的隔离度。一般定义为本振或信号泄漏到其 他端口的功率与原有功率之比，单位为dB。例如，信号至本振的隔离度定义为：
$$L_{\mathrm{sp}}=10\lg \frac{\mathrm{信号输入到混频器的功率}}{\mathrm{在本振端口测得的信号功率}}$$
信号至本振的隔离度是个重要指标， 尤其是在共用本振的多通道接收系统中， 当一个通道的信号泄漏到另一通道时， 就会产生交叉干扰。 例如， 单脉冲雷达接收机中的合信号漏入差信号支路时， 将使跟踪精度变坏。 在单通道系统中， 信号泄漏就要损失信号能量， 对接收灵敏度也是不利的。
本振至射频信号的隔离度不好时， 本振功率可能从接收机信号端反向辐射或从天线反发射， 造成对其他电设备干扰， 使电磁兼容指标达不到要求， 而电磁兼容是当今工业产品的一项重要指标。此外， 在发送设备中， 变频电路是上变频器， 它把中频信号混频成微波信号。 这时， 本振至微波信号的隔离度有时要求高达80 ~ 100dB。这是因为上变频器中通常本振功率要比中频功率高10dB以上才能得到较好的线性变频。 假设变频损耗可认为10dB, 如果隔离度不到20dB, 泄涌的本振将和有用微波信号相等， 甚至淹没了有用信号。 所以， 还得外加一个滤波器来提高隔离度。
信号至中频的隔离度指标在低中频系统中影响不大，但是在宽频带系统中就是个重要因素了。 有时，微波信号和中频信号都是很宽的频带，两个频带可能边沿靠近，甚至频带交叠。这时，如果隔离度不好，就造成直接泄濡干扰。
单管混频器隔离度依靠定向耦合器， 很难保证高指标，一般只有10dB量级。 平衡混频器则是依靠平衡电桥。 微带式的集成电桥本身隔离度在窄频带内不难做到30dB量级， 但由于混频管寄生参数、 特性不对称或匹配不良， 不可能做到理想平衡。 所以， 实际混频器总隔离度一般在15 ~ 20dB, 较好者可达到30dB。

1.2.7 镜频抑制度

在本节噪声系数论述中已提到过单边带混频器镜频噪声的影响， 它将使噪声系数变坏3dB。 在混频器之前如果有低噪声放大器， 就必须采取措施改善对镜频的抑制度。 现在优良的低噪声放大器在C波段己能做到$N_r$=0. 5dB。 若采用无镜频抑制功能的常规混频器， 整机噪声将恶化到3.5dB。 此外， 如果在镜频处有干扰， 甚至可能破坏整机正常工作。
抑制镜频的方式大都是在混频器前加滤波器， 可采用对镜频带阻式或对信频带通式。 镜频抑制度一般是10 ~ 20dB, 对千抑制镜频噪声来说已经够用。 有些特殊场合， 为抑制较强 镜频干扰， 则需25dB或更高。

1.2.8 本振功率与工作点

混频器的本振功率是指最佳工作状态时所需的本振功率。
商用混频器通常要指定所用本振功率的数值范围， 如指定$P_p$=10 ~ 12dBm。这是因为本振功率变化时，将影响到混频器的许多项指标。本振功率不同时，混频二极管工作电流不 同，阻抗也不同，这就会使本振、信号、中频三个端口的匹配状态变坏。 此外， 也将改变动态范围和交调系数。
不同混频器工作状态所需本振功率不同。原则上，本振功率越大，则混频器动态范围增大，线性度改善，1dB压缩点上升， 三阶交调系数改善。本振功率过大时，混频管电流加大，噪声性能变坏。此外，混频管性能不同时所需本振功率也不一样。截止频率高的混频管（即Q值高）所需功率小， 珅化嫁混频管比硅混频管需要较大功率激励。
本振功率在厘米波低端为2~ 5mW, 在厘米波高端为5~ 10mW, 毫米波段则为10~20mW；双平衡混频器和镜频抑制混频器用4只混频管，所用功率自然要比单平衡混频管大一倍。在某些线性度要求很高、动态范围很大的 混频器中，本振功率要求高达近百毫瓦。

1.2.9 端口驻波比

在处理混频器端口匹配问题时，常常受许多因素影响。在宽频带混频器中很难达到高指标，不仅要求电路和混频管高度平衡，还要有很好的端口隔离。例如，中频端口失配，其反射波再混成信号，可能使信号口驻波比变坏，而且本振功率漂动就会同时使 3个端口驻波比 变化。例如，本振功率变化4 ~ 5dB时，混频管阻抗可能由500变到1000, 从而引起3个 端口驻波比同时出现明显变化。所以，混频器驻波比指标一般都在2 ~ 2. 5量级。

1.2.10 中频输出阻抗

在70MHz中频时，中频输出阻抗大多是200~400Ω，中频阻抗的匹配好坏也影响变频损耗。中频频率不同时，输出阻抗差别很大，有些微波高频段混频器的中频是1GHz左右， 其输出阻抗将低于100Ω。

1.3 镜像抑制混频器原理简介

下图示为一个微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2为隔离臂，从1到3、4端口，以及从2到3 、4端口都是功率平 分而相位差90°。

设射频信号和本振分别从隔离臂l、2端口加入时，初相位都是oo '考虑到传输相同 的 路径不影响相对相位关系。通过定向耦合器， 加到D1，D2上的信号和本振电压分别为
VD1 上的电压为：
$$\begin{array}{l}{v}_{s1}=V_{\mathrm{s}}\cos \left({\omega }_{\mathrm{s}}t-\frac{\pi }{2}\right)\\ v_{L1}=V_{\mathrm{s}}\cos \left({\omega }_{\mathrm{L}}t-\pi \right)\end{array}$$
VD2 上的电压为：
$$\begin{array}{l}{v}_{s2}=V_{\mathrm{s}}\cos \left({\omega }_{\mathrm{s}}t\right)\\ v_{L2}=V_{\mathrm{s}}\cos \left({\omega }_{\mathrm{L}}t+\frac{\pi }{2}\right)\end{array}$$
可见，信号和本振都分别以卫的相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称$\pi /2$为型平衡混频器。由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中的混频电流为
$$i_1\left(t\right)=\sum _{n,m=-\infty }^{\infty }{I}_{n,m}\exp \left[jm\left({\omega }_{\mathrm{s}}t-\frac{\pi }{2}\right)+jn\left({\omega }_{\mathrm{L}}t-\pi \right)\right]$$
同样， D2 中的混频器电流为
$$i_2\left(t\right)=\sum _{n,m=-\infty }^{\infty }{I}_{n,m}\exp \left[jm\left({\omega }_{\mathrm{s}}t\right)+jn\left({\omega }_{\mathrm{L}}t+\frac{\pi }{2}\right)\right]$$
当m=±1，n=±1时，利用$I_{-1,+1}$=$I_{+1,-1}$的关系，可以求出中频电流为：
$$i_{\mathrm{if}}=4\left|I_{-1,+1}\right|\cos \left[\left({\omega }_{\mathrm{s}}-{\omega }_{\mathrm{L}}\right)t+\frac{\pi }{2}\right]$$

2 混频器实例与仿真

2.1 案例参数及设计目标

镜像抑制混频器的主要技术指标如下。
► 射频信号频率： 4 GHz。
► 本振频率： 3. 8GHz。
► 中频频率： 200MHz。
► 噪声系数： 12dB。
► 1dB压缩点： -5dBm。

2.2 平衡混频器设计

采用移相90°的平衡混频器，它由5部分组成，包括3dB支节耦合器、混频二极管、阻抗匹配网络、射频短路线和中频滤波器。
（1）新建项目 mixer_wrk 、新建 cell_l及原理图。
（2）执行菜单命令【Options】-【Technology】一[ Technology Setup …】，并将单位设置为mm。
（3）通过ADS De signGuide 设计向导设计出需要的3.7GHz正交混合网络： 3dB枝节耦合器，如下图所示。


（4）单击图标，如下图所示，弹出"DG - Microstrip Circuits"选项。

（5）该实例我们采用 0. 508mm 的 R04350B 射频板材。 R04350 是一款采用编织玻璃布增强的碳氢树脂体系／陶瓷填料的 PCB 板材， 在射频电路板中的应用非常广泛。 介电常数和介质损耗如下图所示， 该参数和 AD2011 自带参数 R04350B 存在不一致， ADS 软件提供的是错误参数。
调出 MSub 控件及 DA_BLCouplerl 控件， 参数设置如下图所示。