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微波无源器件 OMT1 一种用于倍频程接收机前端的十字转门四脊正交模耦合器(24-51GHz)

article 2024/11/14 11:00:42

摘要：

我们报道了一种用于天文学射电望远镜的毫米波波长接收机的一种十字转门四脊OMT的设计，制造和实测结果。此四脊OMT被直接兼容到一个四脊馈电喇叭来实现可以拓展矩形波导单模带宽的双极化低噪声接收机。使用了24-51GHz的带宽，OMT证实了0.3-0.4dB的插损和低于-40dB的交叉极化泄露和隔离。OMT是一个双极化接收机前端的一个关键部分，并且我们的长期目标是使用脊波导来实现用于射电天文学的低噪声，宽带接收机。对于OMT中的每个脊波导的设计细节被提供了，包括四脊波导十字转门结，E面弯头和E面T型结。为了实施未来的配置和集成，额外的脊波导器件设计也被包含了，包括一个3-dB耦合器，H面弯头和H面T型结。

索引词：

双脊波导，倍频程带宽，正交模耦合器，极化，Q波段，四脊波导，四脊波导十字转门结，脊波导，波导器件，波导结，宽带接收机

简介:

在通信中，在毫米波射电天文学中这里有着提升接收机带宽的长期趋势。因为标准矩形波导轮廓经常被用在接收机前端中，可实现的带宽极大程度受到波导的单模带宽的限制。为了提升单模带宽，一种脊波导可以以提升生产难度的代价被使用。3D打印是一种用于这个更复杂的结构的生产的值得鼓励的方法(一些3D打印的脊波导的器件的例子在[2]中被给出)。与精确加工相比，然而，目前的最先进的3D打印将会导致更低精度的更粗糙表面完成。当频率在毫米波范围变得更高，一个机加的完成品将提供更低的损耗，这对于低噪声接收机的前端特别重要。

我们目标是证实一个接收机前端的关键器件，命名为OMT，完全使用了脊波导轮廓来实现。最终目标是朝着毫米波前端接收机来发展，支持完全从脊波导实现的平衡和图像分离的结构。

OMT是一个当需要双极化时前端馈电的重要部分。这里有着许多使用在用于射电望远镜的毫米波接收机的标准波导OMT的例子，包括Boifot结，十字转门结和反向耦合结构(只提到了很少)。

最近的一些毫米波标准波导OMTs设计拉伸(stretch)了工作带宽到了约1.75:1（见[6],[11],很好地拓展了标准波导，但是极大地受到了标准波导的单模带宽的限制。注意到一个Boifot型OMTs的子集(subset)包括双脊波导OMTs和用为一个极化的部分膜片的使用内部双脊波导的阶梯过渡段和一个用于另一个极化的减高度波导的过渡段(部分最近的例子如[4],[5],[6]所示)。同时其是一个被证实的紧凑的设计，脊被限制为内部的部分，并且标准波导轮廓被用于剩下的来保持分离模块的加工性。像这样，这种OMT的设计受限于标准波导的单模带宽，

平面OMT也已经被用于毫米波频率来实现倍频程带宽(见最近在[14]和[15]中的例子)，并且目标于可期望的晶圆上(on wafer)集成(例如动能电感探测器(kinetic inductance detectors))。

如果需要一个全波导实现(例如，对于低损耗或者独立器件特性),那么需要四脊波导OMT来获得一个倍频程带宽或者更多。

使用同轴探针和四脊馈电喇叭的极度宽带OMTs也已经被证实了（见最近在[16],[17],和[18]中的最近的例子），但是在约10GHZ以上有着制造上的挑战，因为在它们的装配种所需的小间隙(clearance)。

四脊OMTs也可能通过使用十字转门结实现，如[1]中所示意。一个四脊波导十字转门结设计被示意在[19]中，仿真覆盖1.7-5.8GHz。通过设计显示出了宽带仿真结果，在特点间的间隙容差非常小(例如在十字转门柱，脊和约2mm的波导壁之间有着一个连续的脊间隙)。合成器将需要被添加来完成OMT，这将复杂化制造过程。优于可允许的工具间隔，装配将可能被分为许多独立的部分，并且装配容差将限制把设计scale到毫米波频率。

在[20]和[21],[22]中，一个十字转门的四脊OMT被分别证实横跨18-45GHz和6-19GHz。为了实现CNC加工，这个OMT用了八片来装配（类似于[7],这个模块被划分(sectored)为四个象限(quadrants)）。在[20]中，十字柱是独立并且可改变的，并且OMT的上部分被用于给四脊馈电喇叭馈电，使用了另外四层。回波损耗横跨整个频带实测约为9dB，同时约35dB的隔离度。因为OMTs是直接与四脊馈电喇叭集成的，很难去保证插损和独立的交叉极化泄露由于OMT本身.

一种商业可用的7有着WRD650的宽带OMT波导在[23]中被引并且被标记为高插损和复杂生产。有着使用同轴探针的四脊OMT，SKinner和Jame也发现了槽线(finline)实现在2.4:1的带宽上，一个电阻性槽被使用来抑制不想要的模式，但是实测的交叉极化响应揭示了显著的陷入模式。在[24]中显示的提升和在毫米波波长的实现的可行性讨论。

当在它的描述中不言明时，Hu揭示了一个24-50GH在的使用BoifotOMT配置的四脊输入。输出端口为标准波导，如果这样，将会过膜。展示了-35dB的隔离度。

一种使用魔T的新型方案被描述在[26]中并且证明了3.4-7.1GHz的实测结果。优秀的回波损耗和隔离度性能被示意(分别为30dB和50dB)。这个设计使用了同轴探针和隔板(septa)允许其变得非常紧凑。给了所实现的性能，看设计scale到高频段很有研究兴趣。

在[27]和[28]中，我们示意了这个十字转门四脊OMT的概念设计，使用了用于CNC加工的六层装配。与我们的方法的一个不同点时假定准薄片(quasi-platelet)的加工。所有的脊和柱被加工在每一层(与独立加工的片相对)，并且工具容差和方位比被用为最初设计概念的限制。这了，我们给出了对于设计，实现和加工更多细节的实测结果。

用于于接收机前端的互补(complementary)脊波导组件的设计将会被展示，遵循一个十字转门四脊波导的证明例子。横跨24-51GHz的频率范围被用于证实到毫米波场的设计和应用。注意当它可能使用更大单模带宽的机波导轮廓，如[19],[20],[21]和[22]中所示，我们已经选择了一个全倍频程带宽来证明这个方法。

用于脊波导网路的器件

在用于毫米波射电天文学的器件的内容中，接收机前端应该支持例如边带分离或者平衡的和双极化的典型的接收机结构。因为这些接收机架构本质上是基本器件的装配，四个典型使用器件设计将被呈现，包括一个四脊波导十字转门结，E和H面弯头，T型结和一个孔耦合器(遵循[29]中的方法)。当然，OMT本身就是一个波导元件的网络并且将被显示有效利用这些器件设计的子集。

在此的设计假定这些脊被导在相邻层。仿真使用CST时域求解器得到。

A.脊波导特性

图1和图2显示了分别用于单脊和四脊波导的改变波导轮廓。此脊尺寸被选来保持相对恰当工具容差的脊纵横比。因为四脊波导的全十字部分被导角了，脊不能太深因为这会限制终端导角直径并因此限制实际导角深度。图1(c)说明了当对于目标的24-51GHz的频带提供一些余量时对于单脊波导的单模带宽20.5-52.8GHz。例如，在51GHz，像一个高次模的渐逝衰减(evanescent decay)在10mm的长度约为-25dB.

为了形成四脊输入引导，一个7.7mm的直径圆被向内开脊并沿着边沿导角实现了一个四叶形，如图2(f)所示。类似于圆波导，在频带内也可能传播几个额外的高次模。图2(a)和(b)显示了两个期望的对于TE11的截止频率为21GHz的线极化的对应的模式分布图。下三个高次模，如图2(c)-(e)所示，为TE21,TE01和TM01，由CST微波工作室计算并且遵循[30].这三个模式必须在OMT设计中被抑制以至它们不会再内部被激励或者耦合。更多讨论将在下面提供，但是对称和平衡的分支组合将会抑制这些模式。如果激励，但是，这些高阶模式不会内部捕获或者降低馈电喇叭的响应当OMT被装配在前端接收机时。

B.四脊波导十字转门结

OMT的一个关键角度就是输入十字转门结。图3(a)示出了内脊的细节和端口的尺寸。两个中心调谐柱被使用了，其被锥入导输出脊并且帮助把四脊输出转换为四个单脊输出。

在此所示的十字转门结被优化来耦合TE11模式场分布(如图2(a)和(b)所示)，设计为图3(a)中的极化A或者B。每个极化沿着两个对齐的端口差分，同时保持两个交叉的端口隔离。例如，极化B信号将被导到端口4和5，等辐且相位相差180度。

幸运地是，TE01模式，如图2（d）所示，没有沿着十字转门结耦合因为场没有相对十字转门的右角输出正确朝向。但是，相对不幸地是，TE21和TM01模式(分别见图2(c)和(e))被正确朝向了，并且将沿着四个输出端口对称耦合，否定任何交叉极化隔离度。事实上，尽管匹配得不是特别好，TE21和TM01将通过十字转门耦合到单脊波导，在它们的截止频率之上，水平分别为-6dB和-10dB（与理想的TE11-3dB相比）。为了使一个OMT来实现高隔离，因此十字转门输出波导对必须差分联合(例如使用一个E-T结)，以至只有从每个线极化TE11模式的耦合信号被重新合成，并且从TE21和TM01的偶模被反射了。更高的抑制(rejection)能够在每个分支有对称性时实现，从一个配置的角度来看，可以更便利地破坏对称性和移动波导输出到边上同时仍然保持每个半分支的同相（例如，在[7]中），但是纯正的分支对称性将保证相位和幅度的平衡造成更大的隔离。出狱必要(by neccessity)，平面OMTs不能有完美的分支对称性由于一个变向点。在这种情况下，一个四端口180度混合合成器或者魔T被使用以至偶模能被终端，而不是在它们可能被捕获时被反射远离。

给了以上的讨论，如果十字转门与一个差分的T型结相对，如第三部分所示，下一个显著的高次模截止约为57GHz.

图4显示了一个脊波导十字转门结能够拓宽一个倍频程带宽同时能提供接近-30dB的反射。考虑到完美对称性与理想仿真，反射的高次模转换和交叉极化泄露不显著当用基模激励端口1时。

C.使用单脊波导的E面弯头

图5示出了一个有着单脊波导端口的双E面弯头。在接近弯头处，单脊的交叉部分在高度上下降并且拓宽了。为了连接上面和底面的单脊波导，一个双脊矩形波导被发现给出了最好的性能。因为这个连接的波导必须被导角，这个双脊波导被平滑(filleted)并且造成一个狗骨形状的截面。这个双脊横截面也会提供对于终端的更好的容差因为在双脊之间的间隙比等效的单脊相对更大。通道角落半径为0.8mm来允许一个真实的终端导角。

使用这个结构，图5中的双E面弯头将需要三个加工层来完成这个装配（见第四部分）。在图5(c)中，这个双E面弯头的仿真性能在24-51GHz上显示了约25dB的回波损耗。

D.有着脊波导的E-T结

一个T型结的脊实现在图6中描述。这里，公共端口被假定导角垂直形成狗骨形。单脊输出是差分的并且是从使用圆锥的中心的过渡。注意到中心柱有着5mm的宽度并且槽入一个6mm的通道，在每个边壁上提供了0.5mm的间隙。当这是对于Q波段的充足(ample)装配容差，同时这个设计被scale到更高的频率，将需要更加小心的装配。横跨设计频带的-25dB的仿真能量如图6(c)所示。

E.有着脊波导的H面弯头和T型结

图7和8显示了一个弯头和T型结的互补性设计当沿着H面实现时。优秀的仿真回波损耗两个都被示意了，并且此设计可能以单脊或者双脊形式来实施。

T型结创造了同相输出并沿着脊中心有着一个平滑的槽口(notch)（限制了一个最小的0.8mm半径）。注意到在脊和通道缺口部分之间有着一个最小的0.97mm间隙来允许装配。最小脊厚度为0.3mm。

F.使用脊波导的耦合器

边带分离或者平衡的接收机结构一个关键部分时一个3dB90度耦合器。耦合器也被用于噪声注入，接收机校准或者本地振荡器注入来驱动一个混合器。许多双脊波导耦合器是商业可用的，包括宽壁和十字引导耦合器[32]。这里，我们展示了一个3-dB小孔耦合器来揭示使用一个宽壁耦合器可能实现相位和幅度的平衡。一个使用双脊波导的更紧凑的3-dB分支耦合器在[20]中描述。基于这个拓扑，窄壁耦合器可能被使用并且一个优秀的脊波导设计在[33]中被证实，横跨了许多耦合强度.

图9(a)示意了了一个有着假定中面厚度为2.5mm的膜(membrane)。两个通道可能出于相同的金属层加工以至于模直接加工(作为参考，我们遵循在[34]中的一个相似的方法在W波导使用了0.15mm的模没有任何问题)。脊在一个独立的上层和下层加工来实现一个三层装配。在图9(b)中，对于3dB耦合器的仿真S参数使用了17个孔对并且在24-51GHz揭示了优秀的反射能量和隔离度。更弱的耦合(例如对于LO注入的-30dB)易于设计和制造，当更厚的膜片和更少的孔对可能被使用。不得不承认，此横跨一个倍频程带宽3dB小孔耦合器很冗杂（17个孔对横扫了42mm），但是它确实实现了理想的相位和幅度平衡(例如，在耦合路径之间的差异,S21和S31),如图9(c)所示并且通常一个波导网络的整体尺寸由其他因素控制例如法兰或者固定件。

OMT的设计概览

图10示意了十字转门OMT特点的脊波导网络，包含一个十字转门结，E面弯头，和一个T型结合成器，每个都遵循以上讨论的独立器件设计。最终的输出端口是单脊波导并且每个分支有着磁璧对称性对齐，对称性和空间对于一个清楚的信号响应很重要)。在此显示的四脊OMT可能直接连接到一个四脊馈电喇叭。

图10也示意了端口数量和两个极化信号部分的路径，其中极化A直接连接到端口2同时极化B指向端口3。

22-52GHz的仿真性能被示意在图11中，最佳响应目标在24-51GHz。反射能量如预测的一样在整个倍频程上低于-20dB，并在频带边缘有一些余量。

为了代表横跨Q波段在室温下的金属损耗，一个 $2 \times 10^7 S/m$ 的有效表面电导率被使用并且图11(b)揭示了在整个频带上约0.3dB的仿真插入损耗。注意到裸露的C145碲铜被用于实现这个OMT和所有的适配器。碲铜在室温下有着 $5.4 \times 10^7 S/m$ 的电导率，但是我们假定它为一个 $2 \times 10^7 S/m$ 的有效表面电导率的损耗金属作为一个在电导率由于频率减小的代替，表面粗糙度，氧化层损耗和在内部表面上的能量损耗。

在图11(c)中，显示的交叉极化泄露低于-60dB,并有着显示了小数量模式转换和结构内可忽略的陷入能量的响应（反射的高次模式低于-40dB）。注意到在这些仿真中使用时域求解器对于监测能量衰减很有用，来帮助强调问题区域。对于陷入模式的更深讨论被包含在附录中来显示对齐和生产容差的重要性。

在许多毫米波射电天文学应用中（例如ALMA,SKA,和ngVLA),线性馈电被指明了，并且不需要圆极化。像这样，OMT输出分支不需要相移（例如用于和90度混合或者移相器连接用于圆极化）。然而，因为许多标准十字转门OMT有着实现相位匹配输出的可改编配置(例如，在[11]中，类似的配置被用于一个脊的版本，如附录中所示。

机械装配

一个制造波导网络的常用方法是沿着E面部分化表面电流最小的金属外壳，这被指代为一个“E面分离块”。对于与脊波导关联(pertain)的块分离的讨论在[39]中给出，与用于表面电流泄露的减少风险(mitgation)技术一起。

我们在此遵循的方法是使用堆叠层来构建装配。然而，在角接缝(seam)处划分一个波导可能很不利因为表面电流密度很高并且需要小心关注来通过角接缝来保证良好的电接触。这个层叠的装配与一个准片状(quasi-platelet)的设计类似。在这里使用的“准”是来识别每层在横截面上并不统一，但是导角已经限制了横向对于块的区分面。真正的片状配置与可以延伸到太赫兹频率的2.5-D加工技术相兼容(见[40],[41],[42])并且我们希望图12所示的方法将考虑在未来类似的制造方法的优势。此外，片状配置将自然引导它们阵列实现，例如焦点平面阵列。

对于以往的Q波段工作，我们发现可以成功使用直径不小于1.6mm的末端切角和约5:1。在这个设计中的所有特点，因此有着不低于0.8mm的半径(约最高频率的0.13个自由空间波长)。尽管其可能发现有着更高的纵横比，把半斤设计到一个更合理的值使得其把设计scale到更高的频段更为真实。

图12示意了这个块怎么被分为六层来捕获每个脊的特点。如许多加工在相邻面(adjoining)上的脊细节一样，对齐非常重要：我们目标为 $\pm 10\mu m$ 或者更低接口(interfae)处的相对对齐精度。

图13显示了碲铜被使用的加工样品因为其在加工性和电导率之间的权衡(trade-off)。所有加工都是通过Kern machining centers at NRC’s Design and Fabrication Services (DFS), Victoria, BC, Canada (co-located with NRC Herzberg)完成的，

在图13(a)中，第二层的顶部被示意给了十字转门脊的一个特写视图(close-up view)，如图3中所示。每个脊分支过渡(follow into)为一个狗骨形双脊波导包含E面弯头。为了在清洁和装配过程中保护脊，再没个脊面上有两个支撑(stand-off)探针和对面上的对应的口(注意支撑柱没有对齐的特点)。图13(a)和(b)也示意了两个作为对齐探针的较粗的(stubbier)探针。我们选择了有点(somewhat)大，机械对齐特点(8mm指定直径)来增强相对对齐精度。

适配器和过渡段

为了在24-51GHz上测试OMT，有必要设计和制造对应的过渡段和适配器。此外，因为测量横跨两个标准波导频段，需要两个波段的适配器。在此，两个WR-34和WR-22矩形波导频段被用于图14中显示了许多结果波导轮廓。

一个重要的考量是怎么激励OMT的每个极化用于测试。通常，使用标准波导结构，这可以通过在一个矩形到圆过渡端的圆端口处对每个极化旋转90度实现。Wire-EDM通常被用于制造这样的结构来创造一种对称的，可loft的轮廓。图15(a)显示了此处采用的方法，其中使用了一个中等的(intermediate)单到双脊适配器，循着一个六阶梯的过渡端来配合(mate with)这个四脊端口。这个六阶梯过渡段被设计为沿着一边导角，并且组合的配置实现了约30dB的回波损耗，如图15(b)所示。这个单到双脊的适配器被首次用于过渡在通过六阶梯过渡之前的双对称的场。

为了说明过渡段的对齐和制造对称性的重要性，接下来的例子在图15(c)中仿真：每个阶梯接口被有意地 $5 \mu m$ 不对称来破坏仿真模型的对称性。相对于图15(a)，内部的六阶梯过渡段被调整以至于第1，3，5在x轴和y轴方向被补偿并且最终的四脊部分也被类似补偿。通过这么座，所有七个结构接口到相对彼此不对齐。这个补偿被用于x轴和y轴来确保可以在两个极化上观察到影响。在这的目的不是为了通过一个参数的分析来完全保证机械容差，而是显示最坏的对齐情况来强调在四脊波导端口一个对称激励的重要性。有趣的是，图15(c)显示了有着一个级联的 $5 \mu m$ 不对称，高次模提升到了-40dB或者-50dB。

过渡段的质量和模式纯度限制了OMT的可实现实测性能。注意到比较图15(b)和图15(c)，在一个小的容差变化下，基模反射能量没有区分，并且高次模污染(contamination)在过渡段本身的矢网实测中不会被看到。如果激励OMT的四脊端口，高次模将降低交叉极化泄露并造成陷入模式。

使用了用于脊端口的非标准法兰，适配器通过背对背结构被独立地保证。图16显示了背对背适配器装配，其从标准波导到一个四脊并且背对标准波导。一个CAD模型被示意来显示每个适配器的放置。为了在WR-34或者WR-22之间转换，终端适配器可以被交换(swap)每个转换为一个单脊波导并且内部的五个适配器保持了对于两个测量的相同性。在仿真和实测结果之间可以看到显著的一致性，如图16(b)和(c)所示，证明了(attest to)机械加工的高质量。在图16(c)中，一个固定的 $2 \times 10^7 S/m$ 仿真表面电导率被用来适配实测结 $T_{M} = T_{A} \cdot T_{OMT} \cdot T_{B}$ 果。当近距离地看实测插入增益结果是，在WR-34和WR-22之间的实测有着0.05dB的差异。原则上，实测应该重叠并且差异(discrepancy)在实测中不能完美地被代替。

不同的校准标准和技术被用于每个频段：WR-34使用TRL校准件并且WR-22使用一个补偿短(SSLT)校准件，这可能在实测插入增益中解释(account for)了小的差异。尽管在此没有显示，标准波导到单脊的适配器的背对背测量也被完成了。在仿真和实测之间的优秀吻合有着使用仿真模型来适配实测结果的并恢复(unterminate)过渡段的连接的额外优势，如以下所描述。

从图16中，可以看待适配器显著贡献于（contribute appreciably to）像OMT的低损耗器件的实测插入和回波损耗。在此有着使用校准标准来移除测试混合器和适配器的广泛的矢网校准技术（例如，最近在太赫兹频段的TRL技术，如[43]所示）。在很多场景中，尽管，校准标准可能并不适用或者测试固件可能阻止(preclude)待测器件的直接端口。另一个用OMT来举例(is exemplified with)的复杂性，其中测试端口可能有着不同的波导截面。在[44]中，一种方法被意识来允许有着不同测试端口波导截面的校准。

极限地，每个校准方法被用于降低代表测试固件部分的误差，并且可能最直接的方法是使用这个固件的仿真模型，前提是这个模型是精确的。如以上所提，因为适配器的背对背测试有着与模型预测的优秀吻合，我们可能使用适配器的仿真结果直接用于连接。

接下来我们使用的方法是：1.找到匹配插入损耗的仿真表面电导率。2.导出S参数，确保S参数从对应的阻抗为50Ω的波导端口归一化而来。3.转换为T矩阵并且利用每个固件的矩阵的逆(inverse)来消除它们的影响。

例如，当测试极化A的插入损耗时，矢网的端口1通过它们的适配器连接到OMT的四脊端口：WR-34/22 到单脊，单脊到双脊，和极化A的旋转6阶梯过渡段。矢网的端口2通过WR-34/22到单脊适配器。同样可以通过T矩阵表达为: $T_M = T_{A} \cdot T_{OMT} \cdot T_{B}$

其中，T_M代表转换为T参数的实测S参数，T_A代表输入适配器装配(WR-34/22 到单脊，单脊到双脊，和极化A的旋转6阶梯过渡段),并且T_B代表输出适配器（WR-34/22到单脊适配器）。使用A和B,OMT的响应可能连接使用: $T_{OMT}\cong [T_{A.sim}]^{-1} \cdot T_{A} \cdot T_{OMT} \cdot{T_B} \cdot[T_{B,sim}]^{-1}$ 只要仿真模型高效接近于物理适配器本身。

为了验证这个方法，在图16中所示的背对背测试被使用了，和包含配置一半的仿真模型一起.可以发现图16(b)和(c)中的实测结果可以使用 $1.7 \times 10^7 S/m$ 和 $2.5 \times 10^7 S/m$ 的表面电导率替代，分别用于WR-34和WR-22频段。使用这种背对背测试方法，结果可以表示为

$T_{B2B} = T_{Half} \cdot T_{falH}$

其中T_B2B是从如图16所示的全部背对背S参数测试中所得的T参数并且T_half是对应模型的镜像一半的T参数（注意到T_falH这么写是代表从S参数端口逆向得到的T参数，因为结构是对称的并且次序很重要）。连接中，半个模型应该可以返回另半个模型

$T_{B2B,meas} \cdot [T_{Half}]^{-1} \cong T_{falH}$

如果仿真模型匹配实测。事实上，如图17所示，连接的实测追溯仿真半模型有着合理的精度(与图16相比，插损已经对半并且反射能量被提升到了-25dB).

OMT测试

此十字转门四脊OMT。如图13所示，是一个三端口器件，但是输入四脊端口在两个极化旋转位置测试。我们以下的术语(terminology)：参考图10,交叉极化泄露代表当由一个给定的极化激励时泄露到不期望输出端口的信号(例如极化A或者极化B)通过端口1并且隔离度代表当端口1接终端时输出端口2和3之间的信号传输.注意到无论何时过渡段被用在端口1来激励单个极化，正交极化都短路了。事实上，当OMT被装配在一个接收机前端时，一个馈电喇叭将会装载在OMT的端口1上并且两个模式会同时匹配。陷入模式和信号在OMT的测试中掉线了(drop-out)，当使用一个过渡段，可能事实上当附上一个恰当的喇叭和作为完整前端的一部分时。然而，甚至在馈电喇叭和OMT之间的小的不对齐，也会导致类似的现象。

图18示意了实测过程。图18(a)的内设显示了用于激励期望线极化的四脊过渡段。基于插损或者交叉极化泄露是否被测量，OMT的端口2和3在波导终端和VNA端口之间交换。采用了两个测试设计，每个或接WR-34，或接WR-22适配器。在图18(b)中，显示了隔离的特殊情况。理想地，当测试隔离度时，OMT的四脊端口将连接一个匹配负载。一个开路四脊波导有着接近10dB的回波损耗并且能用作一个对于四脊端口的恰当终端当辐射到微波吸收体时。

OMT的完整测试如图19所示并且在一个倍频程(24-51GHz)带宽内证明了优秀的性能。图19(a)和(b)显示了对于A和B极化的反射能量。与图11相比，测试的OMT的回波损耗约为15dB,比仿真预测的低约5dB。当15dB已经非常好了，我们期望在未来的制造执行行提升不少dB因为部分的对于这个样品的重新铺设需求，并且因为波导端口坐落在边上，也造成了一些在边端口接口的一些失配。一个提升了的设计可以包含向下的端口以至于法兰将不会横扫层(请见附录)。

类似地，在图19(c)和(d)中，示意了每个极化的插入增益并且匹配了在图11中的仿真预测在0.05dB以内(一些损耗是由于轻微高的反射能量)。主要到图19(a)-(d)显示了有着连接适配器的影响的实测值，如在第五部分讨论的。用于比较，极化A的原始测量数据，包括所有适配器(例如，没有连接的)，被示意在图20.在33-34GHz内的接近比较被示意在图19，曲线重叠了，然而在图20中，曲线没有重叠。这是因为，在图19中，实测包括在低频的WR-34到单脊适配器的影响和在高频的WR-22到单脊的影响(这两个适配器在测试重叠点上有着不同的响应).然而，在图19中，不同适配器的影响被移除了并且重叠的实测区域在两个轨迹中吻合。

值得指出的是连接适配器的响应并没有移除窄带特点例如陷入模式，并且没有尝试来这样做。额外的交叉极化泄露和隔离被示意在图19(e)和(f)。特别地，交叉极化泄露被发现低于-40dB示意着我们可以通过四脊过渡段和OMT的层来实现优秀的位置和旋转对齐。请注意图19(e)和(f)包括适配器的响应。

通过极化响应之间的接近比较，极化B的响应显示了从陷入模式的约0.2dB的信号增益掉落由于小的不对齐，并且极化A额外清晰。为了对齐OMT的每一层，一个探针/洞和一个探针/槽的组合被使用了。用于一个测试，我们特别配置了对于每一层的对齐特点的放置来沿着极化B对齐。这就有着移除沿着极化B的菜的对齐限制的非目的结果，导致了对于极化B的级联不对齐的更好可能性，在每个面上的对角配置销钉/洞特点将提升两个轴上的对齐。也就是说，在极化A的显然实测响应暗示了我们的方法对于保持轻微的对齐容差很有用(更深的讨论在附录中)